很多人学模拟电路时，公式背了一摞，真让他打开软件画一张图，反而不知道第一个元件从哪里拖出来。甲类功放恰好是打破这种僵局的好题材：它的电路结构简单到一个晶体管就能撑起全部工作，可它身上又集中了静态工作点、负载线、非线性失真、效率、热设计这些模电的核心概念。把这张图在 Multisim 里从头搭到尾，等于一次性把这些概念串成了一条线。

下面这份内容，面向的是刚装好仿真软件、看得懂电阻电容符号、但还没独立跑通过一个完整放大电路的读者。我会从元件的放置位置讲起，一路带到直流工作点核对、瞬态波形判读、交流扫频、故障排查，最后再往前推一步，谈谈怎么把这张电压放大图升级成真正能推扬声器的甲类输出级。所有数值我都会给出推导过程，你照着填就能出波形；同时我也会把那些说明书上不会写、只有自己踩过才知道的地方标出来。

1. 甲类功放凭什么值得作为Multisim的入门第一图

1.1 晶体管“全天在线”的工作方式决定了它的脾气

甲类（Class-A）这个词说的不是某种特殊电路拓扑，而是晶体管的工作状态：在整个信号周期内，管子始终有电流流过，从不进入截止区。你可以把它想象成一个全天候值班的门卫，不管是白天还是深夜，门都是开的，人来人往他都在岗。对应的乙类则是两个人轮班，一人管半天的门，交接的时候容易出岔子。

这种“永远导通”的方式带来两个直接后果。第一个后果是线性度好。管子在稳定的直流偏置上做小幅摆动，工作点附近的特性曲线近似为直线，所以输出波形和输入波形的形状高度一致，谐波成分少。第二个后果是静态功耗大，因为即便没有信号输入，电源也一直在往管子里灌电流，这部分功率全部变成热。

对初学者来说，这两点恰好构成了一对极好的教学素材：你既能在示波器上看到干净漂亮的正弦波，获得“我成功了”的正反馈；又必须面对“为什么我的管子烫手”这个现实问题，从而被迫去理解效率这个概念。一张图同时给你成就感和新的疑问，这种题材不多。

1.2 效率这笔账：为什么甲类天生热、天生费电

理论上的甲类效率上限是 25%，这个数字不是随口说的，可以推出来。假设电源电压 Vcc，静态电流 Icq 取在能使输出摆幅最大的位置，也就是输出端静态电压约等于 Vcc/2，最大输出峰值电压约为 Vcc/2。那么输出到负载的最大功率是：

$$P_{out,max} = \frac{(V_{cc}/2)^2}{2R_L} = \frac{V_{cc}^2}{8R_L}$$

而电源提供的直流功率恒定为：

$$P_{dc} = V_{cc} \times I_{cq}$$

要让峰值电流 Icq 能覆盖负载上的最大电流 Vcc/(2RL)，就得取 Icq = Vcc/(2RL)，代入得：

$$P_{dc} = \frac{V_{cc}^2}{2R_L}$$

两者一除，$\eta = \frac{1}{4} = 25%$。这是理想情况，实际因为饱和压降、电阻损耗、变压器损耗，能到 15% 到 20% 就算不错。

我后面给出的完整输出级例子，实测仿真效率只有 7% 左右，原因就是静态电流还没来得及取到理论最优值，输出摆幅就已经被限制住了。这个落差正好说明：理论公式给的是天花板，实际电路离天花板还有距离，而这个距离就是设计水平。

1.3 这次仿真要交付的三个验收指标

动手之前先明确终点，否则容易画完图看着波形发愣，不知道算不算做完了。我给这张图定三个可量化的验收标准：

三个指标分别对应“直流对不对”“交流强不强”“动态够不够”，这也是你以后检查任何一个放大电路都可以套用的三板斧。后面所有章节都围绕这三件事展开。

2. 打开软件先找对地方：Multisim的界面分区与元件库索引

2.1 四个面板的位置决定了你画图快不快

第一次打开 Multisim，界面上一堆按钮容易让人发懵。真正高频使用的只有四个区域：左侧的元件工具栏（竖排图标，按 Group/Family 分层）、右侧的仪器栏（万用表、函数发生器、示波器、探针都在这里）、中间的绘图区、以及顶部的菜单栏。

元件工具栏的操作逻辑是两级选择：先点 Group（组），再点 Family（家族），然后在弹出的对话框里选具体元件。比如要找 NPN 晶体管，路径是 Group 选 Transistor，Family 选 BJT_NPN，元件列表里滚动找 2N2222A。这个路径记住一次就够用很久。

电源和地线在 Sources 组下的 POWER_SOURCES 家族里。这里有个细节值得单独说：VCC 元件的默认值不是 12V，而是 5V。我见过好几次有人照着教程搭完电路，波形死活不对，折腾半天才发现电源还停在默认的 5V 上。双击 VCC 符号，在 Value 标签里改成 12，这一步千万别忘。

还有地线。Multisim 里接地符号不止一种，GROUND 是标准数字地，还有 EARTH、DGND 等几个变体。仿真电路里统一用 GROUND 就行，用错了不会报错，但网表里的节点编号会乱，后期查问题时很折磨人。

2.2 虚拟元件与带模型元件的差别，是新手第一个隐形坑

这是我觉得最值得单独拎出来讲的一点。Multisim 的元件库里，电阻、电容这类无源器件通常有两种形态：一种叫 VIRTUAL_RESISTOR（虚拟电阻），图标上方往往带个特殊标记；另一种是在 Basic 组里选了具体阻值的电阻，比如 1.2kΩ。

两者的差别不只是外观。虚拟元件的参数是纯理想化的，没有温度系数、没有寄生参数、没有封装信息，仿真时计算量小、收敛快。带模型的实际元件则挂着一个完整的 SPICE 模型，包含温度特性、容差、寄生效应，甚至在后续做 PCB 时还能导出封装。

什么时候用哪个？我的习惯是：验证电路原理和拓扑时用虚拟元件，做性能评估和余量分析时换实际元件。原因很实际——虚拟元件改参数只需要双击改数字，实际元件每换一个阻值就得重新从库里挑一次，画大图时非常折磨人。

但这里藏着坑。虚拟电阻没有温度模型，所以你用 Temperature Sweep 分析温漂的时候，电路里的电阻阻值不会随温度变化，只有半导体器件会变。如果你指望看到“电阻漂移导致工作点偏移”的现象，用虚拟元件是看不到的。同样，虚拟电容没有 ESR，用它算滤波效果会偏乐观。

晶体管的模型也有类似区别。2N2222A 在库里有好几个变体，带后缀和不带后缀的模型参数不一定相同，β 值可能差出一截。仿真结果和手算值对不上时，第一件事就是去查你用的到底是哪个模型。

2.3 图纸参数与仿真精度选项的初始设置

新建工程之后，建议先去 Simulate 菜单下的 Analyses and Simulation 里看一眼 Analysis Options。默认的 RELTOL（相对误差容限）通常是 0.001，ABSTOL（绝对电流容限）1e-12，VNTOL（绝对电压容限）1e-6。这套默认值对大多数线性电路够用，先不用动。

图纸设置方面，Options 里的 Sheet Properties 可以改纸张大小和网格。我建议把网格打开并设成 0.1 英寸，元件对齐会整齐很多，连线时不容易出现那种“看着连上了其实差一格”的假连接。假连接是新手最常见的隐性故障，元件引脚之间没有真正形成节点，仿真会直接报“节点悬空”或者算出一个荒唐的结果。

另外，Multisim 默认会在每个节点上自动生成编号，你可以打开 Options 里的 Sheet Visibility 让它常驻显示。后期用探针或者写分析表达式时，节点编号是唯一的定位依据，早点让它可见能省很多事。

3. 纸上先把工作点钉死：甲类偏置的数值推导

3.1 从直流负载线挑一个不偏不倚的Q点

在软件里瞎调电阻直到波形好看，是很多人入门的做法，但这样学不到东西，而且换一个管子就全乱了。正确顺序是先算后画。

共射放大电路的直流负载线方程很简单：Vce = Vcc − Ic(Rc + Re)。把它画在 Ic-Vce 平面上是一条直线，横轴截距是 Vcc，纵轴截距是 Vcc/(Rc+Re)。静态工作点 Q 就在这条线上，具体落在哪，由基极偏置决定。

Q 点该往哪儿放？为了让输出摆幅尽可能大且上下对称，理想的 Q 点应该落在负载线的中点附近，也就是 Vce ≈ Vcc/2。但实际还要留出饱和压降和射极电阻上的压降余量，所以通常取 Vce 略高于 Vcc/2。

我这次选定的参数是：Vcc = 12V，Rc = 1.2kΩ，射极总电阻 Re = 104Ω（后面会拆成两段），目标静态电流 4.6mA 左右。理由是这样的电流水平下，管子的跨导和噪声表现比较均衡，同时 Rc 上的压降约 5.5V，Vce 落在 6V 附近，非常接近中点。

先验证一下这条负载线的两个截距：Vcc/(Rc+Re) = 12/1304 ≈ 9.2mA，Vcc = 12V。Q 点 (6V, 4.6mA) 确实在线的中间偏下位置，上下都有余量。

3.2 分压偏置四个电阻的取值链条

分压偏置是最经典的甲类偏置方式，四个电阻分别是上偏置 R1、下偏置 R2、集电极电阻 Rc、射极电阻 Re。取值的推导有固定链条，一步步来。

第一步，定射极电压。射极电压 Ve 通常取 Vcc 的 5% 到 10%，太小则温度稳定性差，太大则白白浪费摆幅。取 Ve = 0.48V（约 4%），对应的射极电流 Ie = Ve/Re = 0.48/104 = 4.6mA。

第二步，定基极电压。硅管的 Vbe 在 4.6mA 时约 0.68V 到 0.72V，取 0.70V 计算。Vb = Ve + Vbe = 1.18V。

第三步，算分压比。理想情况下 Vb = Vcc × R2/(R1+R2)。但分压电阻不能随便取大，因为基极要吸取电流，分压电流必须远大于基极电流，否则 Vb 会被拉低。

这里要算一个量：基极电流 Ib = Ic/β。假设 β 取 200（2N2222A 在大电流下 β 会下降，小电流时能到 200 以上），Ib = 4.6mA/200 = 23µA。工程惯例是分压电流取 Ib 的 10 倍以上，即至少 230µA。我取 0.49mA，留了 20 倍余量。

于是 R2 = Vb/分压电流 = 1.18/0.49mA = 2.41kΩ，取标称值 2.4kΩ。R1 = (Vcc − Vb)/分压电流 = 10.82/0.49mA = 22.1kΩ，取 22kΩ。

回代验证：Vb = 12 × 2.4/(22+2.4) = 1.180V，和设定值一致。这一步的回代验算别省，我见过有人算完直接取整成 R1=20k、R2=2k，结果 Vb 变成 1.09V，工作点整体下移，最大摆幅损失了一截。

第四步，定集电极电阻。已定 Ic = 4.6mA，要 Vce ≈ 6V，则 Vc = Vce + Ve = 6.48V，Rc = (12 − 6.48)/4.6mA = 1.2kΩ。刚好是标称值，运气不错。

3.3 射极电阻拆两段：增益与温漂的折中

射极电阻 Re 有两个作用：一是提供直流负反馈稳定工作点，二是限制交流增益。这两个作用在频域上是可以分开处理的——直流必须全保留，交流可以部分旁路。

如果 Re 全部被旁路电容短路，交流增益变成 Av = −gm × Rc，其中 gm = Ic/Vt = 4.6mA/26mV = 0.177S，算下来增益约 −212 倍。这个数字看着很爽，但实际做不出来：增益太高意味着很小的输入就会削顶，而且高频寄生电容的米勒效应会把带宽压得很窄。

更麻烦的是失真。全旁路时射极对交流是地，管子的非线性完全暴露，输入 20mV 波形就开始变形。

我的做法是把 Re 拆成两段：Re1 = 22Ω 不旁路，Re2 = 82Ω 被 Ce 旁路。总直流电阻 104Ω 保持不变，工作点不受影响；交流通路上，Re2 被短路，只剩 22Ω 起负反馈作用。

这时增益变成 Av = −Rc/(re + Re1)，其中 re = Vt/Ic = 26mV/4.6mA = 5.65Ω。代入得 Av = −1200/(5.65+22) = −43.4。取绝对值 43 倍，和前面 40 倍的目标基本吻合。

用 22Ω 而不是更大，是因为这个值决定了增益的稳定性和线性度。仿真实测下来，43 倍增益配置下，输入峰值 50mV 时输出波形的谐波失真大约是 1.5%，属于甲类该有的水平；如果把 Re1 降到 10Ω，增益升到 60 倍，但失真会跳到 4% 以上。

4. 把电路录进软件：元件放置、连线与直流工作点核对

4.1 从VCC开始，一步步把七个元件摆到位

我习惯从电源开始画，因为电源位置定了，整个布局的方向就定了。具体清单和路径如下：

布局建议：VCC 放顶部中央，R1 和 Rc 分别向左下、右下延伸，晶体管放中间，射极电路往下走，输入在左、输出在右。这个“电源在上、地在下的垂直走向”是行业里默认的画法，不是为了好看，是因为信号从左到右、电源从上到下的流向能让读图的人一眼分辨出各级功能。

连线时注意电解电容的极性。Ce 的正极接射极节点（电位约 0.48V），负极接地；Cin 的正极接信号源，负极接基极；Cout 的正极接集电极（6.5V），负极接负载。接反了仿真不会报错，但真实电路里会漏液甚至炸开，这个习惯从仿真阶段就要养成。

连完线之后，用鼠标点一下每个节点，看看有没有多余的交叉点自动生成了连接（Multisim 里连线交叉处如果出现实心圆点，说明被判定为连接）。多余的连接点会改变电路拓扑，是最难查的一类错误。

4.2 直流工作点分析怎么设、读数怎么看

电路画好之后，先别急着加信号源。第一步是跑 DC Operating Point，确认静态点对不对。

操作路径是 Simulate 菜单下的 Analyses and Simulation，弹出的窗口左侧是一列分析类型，选中 DC Operating Point。右侧有两个标签，Output 和 Analysis Options。重点在 Output：左边是电路里所有的节点电压和元件电流，中间有个下拉菜单可以选“全部变量”或者按类型筛选，右边是待分析变量列表。

这里有个操作习惯值得强调：不要图省事点“全选”。变量一多，结果表格能列几十行，噪声比信息还多。我一般只挑四五个关键量：V(基极节点)、V(射极节点)、V(集电极节点)、I(Rc)、I(Re2)。这几个量在手算里都有对应，方便逐个对照。

点 Run 之后会弹出结果窗口，表格里直接给出数值。我这次跑出来的一组典型值是：

4.3 拿仿真值和手算值对照，差多少算正常

上表里所有偏差都在 2% 以内，这个吻合度算是相当好的。为什么不是完全一致？因为手算时我把 Vbe 固定成 0.70V，而 SPICE 模型里的 Vbe 是随电流变化的指数函数；手算时我忽略了基极电流对分压网络的影响，而仿真里 Ib 是真实存在的。

偏差在 5% 以内都属于正常，说明电路没问题、模型也没问题。如果偏差超过 15%，就有必要追一下原因了，常见的有这么几种：

第一种是 β 值差异。有些 2N2222A 模型的 β 只有 100 左右，那么 Ib 会翻倍，分压网络的负载效应会明显加重，Vb 被拉低，整个工作点往下掉。这时候要么加大分压电流（减小 R1、R2），要么换一个 β 更合理的模型。

第二种是电源忘了改。前面提过，VCC 默认 5V，忘了改的话所有电压都会按 5V 的比例缩小，很容易看出来，但也容易被“波形看起来还正常”给蒙过去。

第三种是电容的初始条件。刚开跑的时候电容上的电压是 0，直流分析里耦合电容相当于开路，这是对的；但如果你在电容属性里误设了 Initial Condition，可能引入一个莫名其妙的初始电压，导致第一个工作点算歪。

5. 灌入正弦信号：瞬态波形与失真判读

5.1 信号源幅度该给多大，先算后给

这里有个很多人踩过的坑，值得单独拿出来说。Multisim 的信号源家族里，AC_VOLTAGE 和 SIN_VOLTAGE 是两个东西。AC_VOLTAGE 只提供交流分析的幅值和相位，在瞬态分析里它输出的是零（或直流偏置），你用示波器看根本看不到波形。要跑时域波形，必须用 SIGNAL_VOLTAGE_SOURCES 里的 SIN_VOLTAGE，或者直接用右侧仪器栏里的函数发生器。

我的做法是：瞬态分析用 SIN_VOLTAGE，参数设 Voffset = 0、Vampl 按计算值、Freq = 1kHz、Delay = 0、Damping = 0。做完瞬态之后再换成 AC_VOLTAGE 跑扫频，或者直接在 AC Sweep 里给 SIN 源设一个大信号幅值（有些版本支持）。

输入幅度给多少？前面算过，最大不失真输出峰值约 5.5V，增益 43 倍，那么输入峰值上限约 128mV。为了先看到干净的波形，我建议第一轮给 50mV 峰值（约 35mV 有效值）。这个幅度下输出约 2.15V 峰值，占满摆幅的 40%，波形会很干净。

第二轮再把幅度提到 100mV 峰值，输出约 4.3V，接近上限，这时候能看到轻微的非对称削顶——这不是故障，是正常的摆幅限制，正好用来讲失真。

第三轮可以给到 150mV，输出会明显被削平，上下削得不对称。这个不对称很有讲头：向下削顶是因为管子进入饱和，向上削顶是因为管子进入截止。因为 Q 点不在正中间，两边能摆的距离不一样，所以削出来的形状一边平一边圆。看到这种波形，你就对上“Q 点偏置”和“动态范围”的关系了。

5.2 三种典型波形畸变，各自对应什么根因

示波器接法：A 通道接输入节点（信号源与 Cin 之间），B 通道接输出节点（Cout 之后），时基设 0.2ms/div，A、B 通道垂直档位分别设 50mV/div 和 2V/div，触发源选 A、边沿触发。这样两个波形叠在一屏上，相位关系一目了然。

跑起来之后如果波形不对，对照下表先定位方向：

这张表我自己调电路时经常翻，尤其是第一行和第三行，出问题的概率最高。

5.3 用傅里叶分析把“听感失真”变成具体数字

肉眼看波形只能分出“圆”和“平”，说不出到底失真多少。Multisim 里可以量化这个指标。

方法一是在 Transient Analysis 的设置里，Output 标签下勾选 Fourier 分析，设定基频 1kHz，谐波次数取 10。跑完之后会额外给出一张频谱表和总谐波失真（THD）的数值。

方法二是用专门的 Distortion Analysis，可以扫频给出 THD 随频率变化的曲线，更有参考价值。

我实测的数据：输入 50mV 峰值时 THD 约 1.5%，输入 100mV 时约 4.8%，输入 150mV 时飙到 12% 以上。这条曲线很直观地告诉你：甲类放大器的“线性好”是有前提的，前提就是幅度别超出线性区。

顺带说一句，1.5% 的 THD 在音频领域是个什么水平？电子管功放常见的标称值是 1% 到 3%，晶体管甲类能做到 0.1% 以下。我们这张图之所以只有 1.5%，是因为没有加任何负反馈。后面如果加一个全局反馈电阻，THD 能压到 0.3% 以下，代价是增益下降。这个取舍我留到第 8 章再展开。

6. 扫频看带宽：输入阻抗、输出阻抗和低频截止点

6.1 交流扫描的坐标系与探针接法

瞬态分析看的是某个频率下的时间波形，交流扫描看的是整个频段内的幅频和相频特性。这两个是互补的，缺一不可。

设置路径：Analyses and Simulation 里选 AC Sweep，Start frequency 填 1Hz，Stop frequency 填 10MHz，Sweep type 选 Decade（十倍频程），Number of points per decade 填 100，Vertical scale 选 Decibel。Output 里选中输出节点电压 V(out)。

跑出来的曲线横轴是对数频率，纵轴是分贝。中频段的增益应该是一条水平线，对应 20log(43) = 32.7dB。

这里要注意一件事：如果电路里放的是 SIN_VOLTAGE 而不是 AC_VOLTAGE，AC 扫描可能跑不出结果，因为 SIN 源没有交流幅值属性。解决办法是在 SIN 源属性里找到 AC Analysis Magnitude 那一栏，填 1；或者干脆换回 AC_VOLTAGE（AC 幅值设 1V），跑完扫频再换回来。

6.2 耦合电容容量与下限频率的换算关系

低频段的增益会往下掉，掉到中频增益的 0.707 倍（即 −3dB）那个频率，就是下限截止频率。这个频率由耦合电容和它“看到”的电阻决定。

输入侧：Cin 串联在信号源和基极之间，它看到的电阻是源内阻加上放大器的输入电阻。输入电阻 Rin ≈ R1 ∥ R2 ∥ [β(re + Re1)] = 22k ∥ 2.4k ∥ (200 × 27.65) = 2.2k ∥ 5.53k ≈ 1.57kΩ。假设源内阻 50Ω，总电阻约 1.62kΩ。f_L1 = 1/(2π × 1.62k × 10µF) = 9.8Hz。

输出侧：Cout 串联在集电极和负载之间，看到的是 Rc + RL = 1.2k + 10k = 11.2kΩ。f_L2 = 1/(2π × 11.2k × 10µF) = 1.42Hz。

两个截止频率不相等，取高的那个作为整个电路的下限频率，所以约 10Hz。这个值对音频来说够用了（人耳下限 20Hz），但余量不大。如果把 Cin 减到 1µF，下限频率会升到 98Hz，低音就开始明显变薄。

反过来，如果你希望下限频率做到 5Hz，Cin 需要 22µF 以上。这个换算关系可以记成一个速算公式：f = 160/(R[kΩ] × C[µF])，其中 R 是电容看到的总电阻（千欧），C 是电容容量（微法），算出的是赫兹。用这个公式验一下：160/(1.62 × 10) = 9.9Hz，和上面一致。

6.3 从幅频曲线反推输入输出阻抗

交流扫描还能间接测阻抗，方法是在输入端串一个小电阻（比如 1kΩ），测它两端的电压差，用分压关系反推输入阻抗。不过更省事的办法是用 Multisim 的 Measurement Probe，它可以直接显示节点的交流电压、电流和阻抗。

输出阻抗的测法更简单：在输出端接一个可切换的负载，分别测空载和带载时的输出电压，用 Ro = RL × (V空载/V带载 − 1) 反推。这张图的输出阻抗约等于 Rc = 1.2kΩ，这个值很关键——它意味着如果你直接接 8Ω 的扬声器，输出电压会被分压到原来的 8/1208 ≈ 0.66%，基本等于没声音。

这就是为什么第 8 章必须加一级射极跟随器。共射放大器的输出阻抗太高，天生不适合驱动低阻负载，它只负责“把电压放大”，不负责“出力”。

7. 报错和怪波形：一条可复现的