简介一套面向射频功放与5G基站预研场景的Doherty放大器理想模型仿真包覆盖B类基准、标准Doherty、不对称2路/3路及多级架构可用于分析功率回退区间的效率变化、输出阻抗动态响应与电压电流波形关系也适合射频课程实验和线性化算法配套建模。资源包共4个文件以Python脚本、inscode工程配置、txt说明和gitignore文件为主整体仅3KB轻量精简便于快速上手。目前已有144人学习下载。通过ADS平台仿真流程可复现负载调制原理、相位对齐要求和隔离网络影响帮助设计者对比不同Doherty变体的能效表现并为高PAPR通信信号下的功放效率优化提供参考依据。 做射频功放的人可能都有一段被Doherty绕晕的经历。我第一次在ADS里搭Doherty时用的还是教科书上的经典结构结果效率曲线和普通B类几乎叠在一起反复确认好几次差点以为是器件模型坏了。后来才明白问题出在我直接在真实晶体管模型上调试寄生参数、非线性、相位不平衡全混在一起根本没法把“架构本身到底有没有效”看清楚。这之后我整理了一套Doherty功放理想模型仿真资源包用理想电流源加理想传输线把负载调制机制单独拎出来并做进了B类对比、不对称结构和多级架构三组参考仿真总算把每个回退点上的效率变化摸透了。下面围绕这套资源包把原理、仿真设置和踩过的坑一次讲清楚适合正在学Doherty、以及准备做PA架构选型的射频工程师参考。1. 先把架构问题说透Doherty理想模型到底在模拟什么1.1 负载调制不是“并联两个放大器”很多初学者会想Doherty不就是两个放大器并联吗一个不够就两个功率翻倍。真这么想仿真模型一定搭歪。实际上Doherty的高效率核心并不是功率合成而是通过改变载波放大器看到的负载阻抗让它在输出功率回退的时候提前进入“准饱和”状态。具体来说整个系统分成两个角色。载波放大器Carrier通常偏置在B类或浅AB类峰值放大器Peaking偏置在C类。低功率输入时峰值放大器截止相当于从电路里“隐身”此时四分之一波长线把载波放大器的负载阻抗抬高常见对称结构里是抬到2倍Ropt。阻抗变高之后载波放大器在比较低的功率上就达到了电压饱和效率冲上去。继续加大输入功率峰值放大器开始导通通过有源负载调制把载波放大器看到的阻抗往回拉让它的电压摆幅保持饱和、电流继续增加同时峰值放大器自己也在输出功率。这样整个过程里载波放大器一直工作在接近饱和的效率点。可以用一个不太严谨但好理解的类比这有点像两个人接力推一辆车。前面一段路只有一个人用力但为了让这个人全程出满力系统故意把路变陡让他提前用全力后面坡度缓下来另一个人加入两个人一起把车推到最大速度。1.2 理想模型把变量关进笼子里直接从真实晶体管模型搭Doherty最容易出现的情况是效率曲线难看但你不知道是管子模型的问题、偏置点的问题、还是匹配网络的问题。变量太多排查起来非常痛苦。所以我在这套资源包里做了一个刻意的取舍放大管不引入任何精确非线性模型只用理想压控电流源代替匹配网络用无耗理想传输线合路和相位偏移用理想功分器和理想移相器。这样仿真结果出来如果效率曲线不对几乎可以断定是架构或阻抗关系的问题而不是工艺模型或寄生参数的问题。这个模型舍弃了什么它舍弃了晶体管的实际饱和电压、寄生电容、频率相关的增益和记忆效应所以仿真出来的效率上限会比实际器件高这是正常的。它保留了什么保留了Doherty最本质的负载调制曲线保留了两路功放之间电流比例和回退点位置的关系也保留了多级架构里逐级阻抗变换的逻辑。对做系统预研、验证架构可行性、或是带新人理解原理来说这个颗粒度刚刚好。2. 与B类同台对比效率曲线从哪一刻开始分道扬镳2.1 仿真的公平对比方式资源包里的B类参考模型不是为了凑数而是给Doherty找一个“同条件”的对照组。对比方法有讲究两个模型必须使用相同的输出功率基准B类就用单管Ropt匹配到合路口的输出Doherty也使用同一套理想电流源参数只是多出了峰值支路和负载调制网络。理想B类放大器的效率公式很简洁η(π/4)×(Vout/VDD)饱和时能达到78.5%但输出功率回退时效率线性下降。回退3dB效率掉到大约55%回退6dB效率只剩下39%左右。这也解释了为什么传统B类功放面对LTE这种高峰均比信号时非常吃亏——信号大部分时间都在回退功率区工作而那个区域恰好是B类效率最难看的地方。2.2 6dB回退点上的关键差异用资源包里的两个模型分别做谐波平衡仿真扫描同一个输入功率范围输出效率曲线放到一张图上看很有意思。低功率段两条曲线几乎是贴着的看不出差别。但到了6dB回退点的位置B类已经掉到约39%对称Doherty模型还能维持在75%以上接近理想B类的峰值效率。下表是这套资源包在3.5GHz理想模型下跑出来的典型数值用来理解趋势具体数值会随Ropt和合路负载的选取略有浮动输出回退理想B类效率对称Doherty效率0dB饱和点78.5%78.5%左右3dB回退55%左右75%~78%6dB回退39%左右75%~78%9dB回退30%以下明显下降约40%~50%这里有个关键点对称Doherty的高效区是一个从3dB回退到6dB回退的“平台”而不是一个尖峰。这个平台的形成正是负载调制把载波放大器钉在饱和状态的结果。2.3 增益代价也要算进去Doherty不是没有代价。效率曲线漂亮但增益通常会比同管型的B类单管低一些。原因是低功率时峰值支路虽然截止但它的输出阻抗仍然并联在合路节点上会分走一部分负载同时输入端的理想功分器也至少引入了3dB的功率分配损耗这些都会反映在增益上。理想模型里因为用了理想功分器和理想电流源增益损失的绝对值不一定和真实晶体管一致但它能告诉你一个方向做Doherty的系统预算是增益换效率。如果某个项目要求很高的增益你需要在架构选型初期就考虑驱动级分配方案而不是等整机联调时才补救。3. 不对称结构把峰值管做大回退范围随之后移3.1 对称结构的6dB天花板对称Doherty的回退平台很经典但它有一个实际天花板典型6dB回退。这个回退量对峰均比在6dB左右的信号够用比如一些传统的3G/4G信号但对LTE-A、5G NR里常见的9dB、甚至12dB一类的信号对称结构就显得力不从心回退区外效率会掉得很明显。怎么在架构上扩展回退范围思路就是让峰值放大器大一点比载波放大器承担更大的功率份额。这就是不对称Doherty。3.2 不对称比和回退量的换算在理想模型里不对称程度的定义很直接α峰值放大器最大电流/载波放大器最大电流。α1就是对称结构α2就是峰值管电流是载波管的两倍。回退量近似满足OBO≈20log10(1α)dB。这个式子是从理想电流源模型推出来的电流比越大峰值放大器参与后合成的电压越高载波放大器单独饱和的点相对系统饱和点就越远。峰值/载波电流比α对应OBO适合的峰均比场景1.06dB传统信号1.5约8dB中等PAPR信号2.0约9.5dBLTE-A常见3.0约12dB5G NR高PAPR场景这套资源包里默认给了α1.5和α2两组不对称配置可以直接对比效率平台从6dB往后移动的趋势。3.3 理想模型里改哪几个参数很多教程一上来就讲不对称的阻抗计算公式容易把人吓退。在理想模型里你只需要改三个地方就能看到趋势。一是把峰值支路理想电流源的电流上限调大比如从Imax_c的1倍调到2倍二是重新设置载波支路四分之一波长线的特征阻抗它决定低功率时载波看到的负载建议从Z0√(2×Ropt×RL)这个初值开始扫参三是峰值支路的补偿线电长度要和新的阻抗关系匹配这一步在理想模型里可以直接用优化变量自动找。我自己的习惯是先把α设到目标值固定其它参数用ADS的parameter sweep扫载波支路传输线的Z0看效率曲线回退峰值位置的变化。你会发现Z0只要差几欧姆回退峰值位置就会偏移不少这比死记公式更有体感。4. 多级架构三级Doherty的效率平台如何形成4.1 两次开启回退点从“一个峰”变成“一个平台”三级Doherty的思路简单说就是再加一路峰值放大器。在对称两路结构里峰值放大器通常在6dB回退点附近开启三级结构把这一过程拆成两段第一路峰值在-12dB附近开启第二路峰值在-6dB附近开启。这样效率曲线的两个回退点附近都可能出现效率隆起拼起来就是一个更宽的高效平台。你可以把它理解成把原来一个很窄的“效率陡坡”修成两段台阶。这对实际信号的好处很明显信号功率在很大范围内波动时功放都尽量落在高效区平均效率自然提高。4.2 三级模型的搭建顺序三级Doherty在真实器件上不好调但理想模型里可以按从后往前的顺序一步步搭。先确定最大输出功率对应的总负载再接第二路峰值和它的四分之一波长线让它单独工作时的负载调制关系成立然后接第一路峰值和载波支路逐级回推每条线的特征阻抗。资源包里的三级模型默认按“载波浅C类峰值深C类峰值”配置输出合路负载用普通电阻等效前端用理想三路功分器分配功率三个支路之间用理想移相器做相位对齐。4.3 仿真中最好看的曲线来自分层偏置三级Doherty的一个核心细节是三层偏置不能随便给。载波放大器工作在B类或浅AB类第一路峰值要偏置在浅C类让它在功率回退较深处先导通第二路峰值要偏置在深C类让它最晚参与。对应到理想电流源模型里就是给三个源的导通阈值设置不同的电平。从仿真实测看三级模型跑出来的效率曲线不是简单的两个峰值而是一个带轻微波动的“高原”。在-12dB到-6dB之间效率会有起伏这属于正常现象实际设计中通常通过调整开关阈值和线阻抗来压平这个波动。理想模型的优势就是让你反复调整这些参数看它们对效率波动的影响练的是对架构的理解而不是盲目试错。5. 资源包实操ADS里把理想Doherty跑起来5.1 文件结构和我给的关键参数组整个资源包我按四个子工程组织B类参考模型、对称Doherty、不对称Dohertyα1.5和α2两版、三级Doherty。每个子工程里都带独立的输入功率扫描和效率测量方程打开原理图直接仿真即可。以对称模型为例我用的关键参数组是中心频率3.5GHzVDD28V载波管Ropt25Ω合路点负载RL12.5Ω载波支路四分之一波长线特征阻抗Z025Ω电长度90度。峰值支路的补偿线特征阻抗与载波支路一致电长度通过相位校准得到理想情况下也接近90度。5.2 从B类参考到三级Doherty的复现步骤在ADS里的操作路径大致如下新建原理图从理想元件库中拖入理想压控电流源、理想传输线、理想功分器和理想移相器替代真实晶体管和微带线。设置载波和峰值电流源的限定电流在不对称模型里把两个源的电流上限按α比例设定。用谐波平衡仿真控制器扫描输入功率比如从-10dBm扫到30dBm步长0.5dB或1dB。建立效率测量方程统计两个电流源的总直流功耗和负载上的射频输出功率。下面是一个可以直接用在ADS测量方程里的效率表达式样式替换成自己的节点名即可Pout_W 10**((Pout_dBm - 30)/10) Pdc_total VDD * (IDD_carrier IDD_peaking) Drain_Eff Pout_W / Pdc_total * 100注意这里用的是漏极效率没有把输入驱动功率算进PAE。如果要做真实器件级对比建议另外把输入功率纳入计算用功率附加效率会更公平。5.3 扫描结果怎么看仿真跑完之后把效率曲线和输出功率曲线叠在同一张图里先确认三点第一最大输出功率位置和多路合成预期是否一致第二回退点处是否有明显的效率平台第三效率平台和理论OBO位置是否吻合。我在资源包里习惯每次都导出一份CSV格式的数据表方便在外部工具里再处理。这种数据导出看起来不起眼但能帮你快速对比不同α、不同线阻抗、不同偏置配置下的效率曲线比在软件里反复切换视图高效得多。6. 理想模型阶段最容易踩的坑6.1 C类峰值管在谐波平衡里收敛困难做理想模型时最容易受挫的问题之一就是谐波平衡仿真不收敛尤其是峰值放大器偏置在深C类、输入功率又比较低的时候。此时峰值支路几乎处于截止状态电流源的导数变化剧烈HB很容易报错。我的处理方式很简单给峰值电流源并联一个很小的电导让截止状态有物理上可解的泄放路径同时输入功率扫描从低功率开始先让载波单独工作稳定下来再逐步加大功率让峰值管参与。这个方法本文还有配套的精品资源点击获取 Doherty功放理想模型仿真指南：从负载调制原理到ADS实践
简介一套面向射频功放与5G基站预研场景的Doherty放大器理想模型仿真包覆盖B类基准、标准Doherty、不对称2路/3路及多级架构可用于分析功率回退区间的效率变化、输出阻抗动态响应与电压电流波形关系也适合射频课程实验和线性化算法配套建模。资源包共4个文件以Python脚本、inscode工程配置、txt说明和gitignore文件为主整体仅3KB轻量精简便于快速上手。目前已有144人学习下载。通过ADS平台仿真流程可复现负载调制原理、相位对齐要求和隔离网络影响帮助设计者对比不同Doherty变体的能效表现并为高PAPR通信信号下的功放效率优化提供参考依据。 做射频功放的人可能都有一段被Doherty绕晕的经历。我第一次在ADS里搭Doherty时用的还是教科书上的经典结构结果效率曲线和普通B类几乎叠在一起反复确认好几次差点以为是器件模型坏了。后来才明白问题出在我直接在真实晶体管模型上调试寄生参数、非线性、相位不平衡全混在一起根本没法把“架构本身到底有没有效”看清楚。这之后我整理了一套Doherty功放理想模型仿真资源包用理想电流源加理想传输线把负载调制机制单独拎出来并做进了B类对比、不对称结构和多级架构三组参考仿真总算把每个回退点上的效率变化摸透了。下面围绕这套资源包把原理、仿真设置和踩过的坑一次讲清楚适合正在学Doherty、以及准备做PA架构选型的射频工程师参考。1. 先把架构问题说透Doherty理想模型到底在模拟什么1.1 负载调制不是“并联两个放大器”很多初学者会想Doherty不就是两个放大器并联吗一个不够就两个功率翻倍。真这么想仿真模型一定搭歪。实际上Doherty的高效率核心并不是功率合成而是通过改变载波放大器看到的负载阻抗让它在输出功率回退的时候提前进入“准饱和”状态。具体来说整个系统分成两个角色。载波放大器Carrier通常偏置在B类或浅AB类峰值放大器Peaking偏置在C类。低功率输入时峰值放大器截止相当于从电路里“隐身”此时四分之一波长线把载波放大器的负载阻抗抬高常见对称结构里是抬到2倍Ropt。阻抗变高之后载波放大器在比较低的功率上就达到了电压饱和效率冲上去。继续加大输入功率峰值放大器开始导通通过有源负载调制把载波放大器看到的阻抗往回拉让它的电压摆幅保持饱和、电流继续增加同时峰值放大器自己也在输出功率。这样整个过程里载波放大器一直工作在接近饱和的效率点。可以用一个不太严谨但好理解的类比这有点像两个人接力推一辆车。前面一段路只有一个人用力但为了让这个人全程出满力系统故意把路变陡让他提前用全力后面坡度缓下来另一个人加入两个人一起把车推到最大速度。1.2 理想模型把变量关进笼子里直接从真实晶体管模型搭Doherty最容易出现的情况是效率曲线难看但你不知道是管子模型的问题、偏置点的问题、还是匹配网络的问题。变量太多排查起来非常痛苦。所以我在这套资源包里做了一个刻意的取舍放大管不引入任何精确非线性模型只用理想压控电流源代替匹配网络用无耗理想传输线合路和相位偏移用理想功分器和理想移相器。这样仿真结果出来如果效率曲线不对几乎可以断定是架构或阻抗关系的问题而不是工艺模型或寄生参数的问题。这个模型舍弃了什么它舍弃了晶体管的实际饱和电压、寄生电容、频率相关的增益和记忆效应所以仿真出来的效率上限会比实际器件高这是正常的。它保留了什么保留了Doherty最本质的负载调制曲线保留了两路功放之间电流比例和回退点位置的关系也保留了多级架构里逐级阻抗变换的逻辑。对做系统预研、验证架构可行性、或是带新人理解原理来说这个颗粒度刚刚好。2. 与B类同台对比效率曲线从哪一刻开始分道扬镳2.1 仿真的公平对比方式资源包里的B类参考模型不是为了凑数而是给Doherty找一个“同条件”的对照组。对比方法有讲究两个模型必须使用相同的输出功率基准B类就用单管Ropt匹配到合路口的输出Doherty也使用同一套理想电流源参数只是多出了峰值支路和负载调制网络。理想B类放大器的效率公式很简洁η(π/4)×(Vout/VDD)饱和时能达到78.5%但输出功率回退时效率线性下降。回退3dB效率掉到大约55%回退6dB效率只剩下39%左右。这也解释了为什么传统B类功放面对LTE这种高峰均比信号时非常吃亏——信号大部分时间都在回退功率区工作而那个区域恰好是B类效率最难看的地方。2.2 6dB回退点上的关键差异用资源包里的两个模型分别做谐波平衡仿真扫描同一个输入功率范围输出效率曲线放到一张图上看很有意思。低功率段两条曲线几乎是贴着的看不出差别。但到了6dB回退点的位置B类已经掉到约39%对称Doherty模型还能维持在75%以上接近理想B类的峰值效率。下表是这套资源包在3.5GHz理想模型下跑出来的典型数值用来理解趋势具体数值会随Ropt和合路负载的选取略有浮动输出回退理想B类效率对称Doherty效率0dB饱和点78.5%78.5%左右3dB回退55%左右75%~78%6dB回退39%左右75%~78%9dB回退30%以下明显下降约40%~50%这里有个关键点对称Doherty的高效区是一个从3dB回退到6dB回退的“平台”而不是一个尖峰。这个平台的形成正是负载调制把载波放大器钉在饱和状态的结果。2.3 增益代价也要算进去Doherty不是没有代价。效率曲线漂亮但增益通常会比同管型的B类单管低一些。原因是低功率时峰值支路虽然截止但它的输出阻抗仍然并联在合路节点上会分走一部分负载同时输入端的理想功分器也至少引入了3dB的功率分配损耗这些都会反映在增益上。理想模型里因为用了理想功分器和理想电流源增益损失的绝对值不一定和真实晶体管一致但它能告诉你一个方向做Doherty的系统预算是增益换效率。如果某个项目要求很高的增益你需要在架构选型初期就考虑驱动级分配方案而不是等整机联调时才补救。3. 不对称结构把峰值管做大回退范围随之后移3.1 对称结构的6dB天花板对称Doherty的回退平台很经典但它有一个实际天花板典型6dB回退。这个回退量对峰均比在6dB左右的信号够用比如一些传统的3G/4G信号但对LTE-A、5G NR里常见的9dB、甚至12dB一类的信号对称结构就显得力不从心回退区外效率会掉得很明显。怎么在架构上扩展回退范围思路就是让峰值放大器大一点比载波放大器承担更大的功率份额。这就是不对称Doherty。3.2 不对称比和回退量的换算在理想模型里不对称程度的定义很直接α峰值放大器最大电流/载波放大器最大电流。α1就是对称结构α2就是峰值管电流是载波管的两倍。回退量近似满足OBO≈20log10(1α)dB。这个式子是从理想电流源模型推出来的电流比越大峰值放大器参与后合成的电压越高载波放大器单独饱和的点相对系统饱和点就越远。峰值/载波电流比α对应OBO适合的峰均比场景1.06dB传统信号1.5约8dB中等PAPR信号2.0约9.5dBLTE-A常见3.0约12dB5G NR高PAPR场景这套资源包里默认给了α1.5和α2两组不对称配置可以直接对比效率平台从6dB往后移动的趋势。3.3 理想模型里改哪几个参数很多教程一上来就讲不对称的阻抗计算公式容易把人吓退。在理想模型里你只需要改三个地方就能看到趋势。一是把峰值支路理想电流源的电流上限调大比如从Imax_c的1倍调到2倍二是重新设置载波支路四分之一波长线的特征阻抗它决定低功率时载波看到的负载建议从Z0√(2×Ropt×RL)这个初值开始扫参三是峰值支路的补偿线电长度要和新的阻抗关系匹配这一步在理想模型里可以直接用优化变量自动找。我自己的习惯是先把α设到目标值固定其它参数用ADS的parameter sweep扫载波支路传输线的Z0看效率曲线回退峰值位置的变化。你会发现Z0只要差几欧姆回退峰值位置就会偏移不少这比死记公式更有体感。4. 多级架构三级Doherty的效率平台如何形成4.1 两次开启回退点从“一个峰”变成“一个平台”三级Doherty的思路简单说就是再加一路峰值放大器。在对称两路结构里峰值放大器通常在6dB回退点附近开启三级结构把这一过程拆成两段第一路峰值在-12dB附近开启第二路峰值在-6dB附近开启。这样效率曲线的两个回退点附近都可能出现效率隆起拼起来就是一个更宽的高效平台。你可以把它理解成把原来一个很窄的“效率陡坡”修成两段台阶。这对实际信号的好处很明显信号功率在很大范围内波动时功放都尽量落在高效区平均效率自然提高。4.2 三级模型的搭建顺序三级Doherty在真实器件上不好调但理想模型里可以按从后往前的顺序一步步搭。先确定最大输出功率对应的总负载再接第二路峰值和它的四分之一波长线让它单独工作时的负载调制关系成立然后接第一路峰值和载波支路逐级回推每条线的特征阻抗。资源包里的三级模型默认按“载波浅C类峰值深C类峰值”配置输出合路负载用普通电阻等效前端用理想三路功分器分配功率三个支路之间用理想移相器做相位对齐。4.3 仿真中最好看的曲线来自分层偏置三级Doherty的一个核心细节是三层偏置不能随便给。载波放大器工作在B类或浅AB类第一路峰值要偏置在浅C类让它在功率回退较深处先导通第二路峰值要偏置在深C类让它最晚参与。对应到理想电流源模型里就是给三个源的导通阈值设置不同的电平。从仿真实测看三级模型跑出来的效率曲线不是简单的两个峰值而是一个带轻微波动的“高原”。在-12dB到-6dB之间效率会有起伏这属于正常现象实际设计中通常通过调整开关阈值和线阻抗来压平这个波动。理想模型的优势就是让你反复调整这些参数看它们对效率波动的影响练的是对架构的理解而不是盲目试错。5. 资源包实操ADS里把理想Doherty跑起来5.1 文件结构和我给的关键参数组整个资源包我按四个子工程组织B类参考模型、对称Doherty、不对称Dohertyα1.5和α2两版、三级Doherty。每个子工程里都带独立的输入功率扫描和效率测量方程打开原理图直接仿真即可。以对称模型为例我用的关键参数组是中心频率3.5GHzVDD28V载波管Ropt25Ω合路点负载RL12.5Ω载波支路四分之一波长线特征阻抗Z025Ω电长度90度。峰值支路的补偿线特征阻抗与载波支路一致电长度通过相位校准得到理想情况下也接近90度。5.2 从B类参考到三级Doherty的复现步骤在ADS里的操作路径大致如下新建原理图从理想元件库中拖入理想压控电流源、理想传输线、理想功分器和理想移相器替代真实晶体管和微带线。设置载波和峰值电流源的限定电流在不对称模型里把两个源的电流上限按α比例设定。用谐波平衡仿真控制器扫描输入功率比如从-10dBm扫到30dBm步长0.5dB或1dB。建立效率测量方程统计两个电流源的总直流功耗和负载上的射频输出功率。下面是一个可以直接用在ADS测量方程里的效率表达式样式替换成自己的节点名即可Pout_W 10**((Pout_dBm - 30)/10) Pdc_total VDD * (IDD_carrier IDD_peaking) Drain_Eff Pout_W / Pdc_total * 100注意这里用的是漏极效率没有把输入驱动功率算进PAE。如果要做真实器件级对比建议另外把输入功率纳入计算用功率附加效率会更公平。5.3 扫描结果怎么看仿真跑完之后把效率曲线和输出功率曲线叠在同一张图里先确认三点第一最大输出功率位置和多路合成预期是否一致第二回退点处是否有明显的效率平台第三效率平台和理论OBO位置是否吻合。我在资源包里习惯每次都导出一份CSV格式的数据表方便在外部工具里再处理。这种数据导出看起来不起眼但能帮你快速对比不同α、不同线阻抗、不同偏置配置下的效率曲线比在软件里反复切换视图高效得多。6. 理想模型阶段最容易踩的坑6.1 C类峰值管在谐波平衡里收敛困难做理想模型时最容易受挫的问题之一就是谐波平衡仿真不收敛尤其是峰值放大器偏置在深C类、输入功率又比较低的时候。此时峰值支路几乎处于截止状态电流源的导数变化剧烈HB很容易报错。我的处理方式很简单给峰值电流源并联一个很小的电导让截止状态有物理上可解的泄放路径同时输入功率扫描从低功率开始先让载波单独工作稳定下来再逐步加大功率让峰值管参与。这个方法本文还有配套的精品资源点击获取